19 ЦИФРОВАЯ ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННОГО ДАЛЬНОМЕРА - Страница 10

7.2.1. Реализация способа с двойной ЧМ

 

Наиболее важными операциями в ССДО с двойной частотной модуляцией, реализуемыми в цифровом виде, являются формирование зондирующего сигнала с “быстрой” и “медленной” перестройкой частоты в требуемых диапазонах,  и подсчёт числа нулей СРЧ в течение периода усреднения .

Вторая операция легко реализуется без привлечения ресурсов арифметической части на любом микропроцессоре, имеющем программируемый таймер-счётчик, с использованием режима счёта внешних событий. Необходимая разрядность этого таймера-счётчика определяется максимально возможным числом периодов СРЧ , укладывающихся в течение одного периода медленной модуляции  на максимальном расстоянии :

.                                         (7.2)

Отсюда необходимая разрядность счётчика:

.                                         (7.3)

Для примера: при ,  и  получим и .

Конкретная реализация такой обработки заключается в задании соответствующего режима работы таймера-счётчика, очистке его перед началом интервала медленной модуляции, запуском в момент начала и чтении результата счёта в момент окончания этого интервала.

Формирование быстрой и медленной перестройки частоты наиболее просто выполняется при линейной форме МХ передатчика. Коды, представляющие отсчёты напряжений быстрой и медленной модуляций,  складываются в процессоре и выдаются через внешний порт на ЦАП. Максимальные значения этих кодов  для быстрой   и медленной  модуляции выбираются исходя из требуемых значений соответствующих диапазонов перестройки частоты передатчика. Необходимо определить число двоичных разрядов для представления напряжения быстрой   и медленной  модуляции.

Число разрядов  определим исходя из требуемой точности поддержания диапазона быстрой  перестройки частоты передатчика . Будем считать эту величину ценой одного разряда.  Тогда необходимое число двоичных разрядов  для обеспечения перестройки на величину   равно:

.                                          (7.4)

Для определения числа разрядов  условимся, что медленная модуляция изменяется ступенчато на границах периода быстрой модуляции, а в течение каждого периода быстрой модуляции модулирующее воздействие, задающее медленное изменение частоты, не меняется. Таким образом, медленное модулирующее воздействие должно состоять из  ступеней. Величина полной перестройки частоты, а значит, и величина каждой ступени в соответствии с формулой (2.3) зависит от измеряемого расстояния. Оптимальные значения полного набега фазы  задаются формулами (2.10). Следовательно,  получим, учитывая, что наибольший диапазон медленной перестройки требуется на минимальной дальности:

.

Оценим количественно эти величины. Примем , МГц, м и м. Считаем, что при усреднении используется весовая функция третьего типа. При этом из (2.7) и (2.4) следует, что максимальная погрешность измерения равна 3 мм. Принимая все относительные погрешности переменных в формуле 1.5 одинаковыми, получим кГц и далее  и .

То есть в данном случае использование шеснадцатиразрядного двоичного кода с запасом позволяет выполнить формирование и обработку сигналов такого дальномера.

При произвольной дальности  потребуется изменение кода каждой ступени медленной модуляции на величину:

.                                 (7.5)

Реализация точного алгоритма обработки с двойной частотной модуляцией требует непрерывной подстройки диапазона медленной перестройки частоты (ДМПЧ) в соответствии с формулой (2.3) и соответственно величины ступени по формуле (7.5). На первом этапе после включения прибора, когда расстояние неизвестно, приходится сначала его грубо оценивать, затем определять необходимое значение ДМПЧ и производить точное измерение.

Можно предложить другой способ формирования медленной перестройки. Учитывая, что графики зависимости ошибки от величины перестройки фазы на рис. 2.5 имеют плавный экстремум, параметры модуляции выберем так, чтобы для неизменного ДМПЧ изменение девиации фазы при изменении  расстояния в некоторых пределах не выходило за пределы плавного участка кривой вблизи минимума. В частности, весь диапазон измеряемых расстояний, начиная с максимального,  последовательно разделим методом половинного деления на уменьшающиеся в два раза участки. Для каждого из таких участков установим своё фиксированное значение ДМПЧ, обеспечивающее на дальней границе участка в два раза большую девиацию фазы, чем на ближней границе участка, но не выходящую за выбранные по графику рис. 2.5 пределы. В процессе проведения измерений будем определять, в пределы какого из указанных участков попадает измеренное расстояние, и соответственно выбирать одно из фиксированных значений ДМПЧ. Такая реализация формирования модулирующего напряжения является более простой и сокращает время обработки при незначительном увеличении погрешности измерения.

Если МХ передатчика обладает нелинейностью, невозможно обеспечить точное формирование медленной и быстрой модуляции с помощью простого перебора кодов, подаваемых на ЦАП. В этом случае реализация метода с двойной частотной модуляцией возможна только с использованием прямого цифрового синтеза частоты зондирующего сигнала.

 

7.2.2. Реализация способа сшивки фазы

 

В этом методе также возможны два варианта реализации СПО. Аналоговое исполнение СПО с бинарным квантованием СРЧ позволяет получить непрерывный импульсный сигнал. Измерить среднюю частоту такого сигнала можно с любой достаточно высокой точностью, задавая соответствующую длительность интервала измерения [37]. Подсчёт числа периодов СРЧ  в течение интервала измерения может выполняться с помощью счётчика внешних событий микропроцессора. Необходимая разрядность счётчика может быть определена по формуле (7.3), если длительность интервала измерения определять по формуле (7.2), подставляя её вместо . Минимально допустимая длительность   определяется допустимой дискретностью измерения  (3.4):

.

Этот интервал времени должен задавать процессор, выполняющий расчёт расстояния.

При цифровом исполнении СПО возникает дополнительный вопрос, связанный с оценкой минимального объёма памяти для хранения отсчётов сигнала. Эта оценка может быть получена исходя из требуемой длительности  и частоты дискретизации СРЧ , выбираемой в соответствии с (7.1): .

Требования к точности “сшивания” фазы задают точность определения экстремума разностного сигнала и, следовательно, приводят к увеличению частоты дискретизации. При реализации относительной погрешности измерения расстояния ошибка “сшивания” фазы не должна превосходить 4…5 градусов [19,20], и частота дискретизации возрастает до значений 70…90 . Такие значения  частоты дискретизации ужесточают требования к быстродействию процессора и приводят к существенному увеличению объёма ОЗУ.  Однако эти требования можно снизить, если для определения экстремумов СРЧ использовать алгоритмы интерполяции.

Формирование модулирующего напряжения наиболее просто осуществляется при линейной МХ передатчика.

При этом возможен аналоговый подход. Роль процессора заключается только в определении по перечисленным выше сигналам отличия рабочего интервала времени  от эталонного значения , формировании сигнала управления амплитудой пилообразного напряжения в соответствии с (3.2) и логического сигнала (3.1) переключения наклона этого напряжения. Поэтому в данном случае для управления модулирующим напряжением и расчёта расстояния может использоваться только один процессор. Точность оценки  определяется дискретностью счёта и зависит от используемой при этом опорной частоты.  Очевидно, что опорная частота должна выбираться так, чтобы обеспечить указанную выше относительную погрешность.

Требуемое количество разрядов двоичного кода для цифрового формирования модулирующего пилообразного напряжения определяется исходя из заданной точности измерения расстояния. В данном случае расстояние вычисляется по формуле (3.3). Отсюда ясно, что необходимо с требуемой точностью поддерживать .  В связи с тем, что , где - рабочий интервал времени, в течение которого частота изменится от  до, очевидно, что стабильность  определяется стабильностью резонансных частот диэлектрических резонаторов (ДР), на которую невозможно влиять, и стабильностью поддержания  интервала времени . Относительная стабильность резонансных частот ДР равна .  Очевидно, что не имеет смысла обеспечивать более высокую стабильность . В рассматриваемом способе  обработки сигналов [18-20] управление отмеченным интервалом времени производится с помощью изменения амплитуды . Поэтому необходимо иметь возможность с такой же относительной точностью регулировать амплитуду . Количество уровней квантования напряжения при цифроаналоговом преобразовании должно быть не менее, чем , где - требуемая дискретность изменения напряжения,  - погрешность поддержания .

Считая, что , получим N=104, что с запасом обеспечивается шестнадцатиразрядным ЦАП.

Очевидно, что цифровым формированием модулирующего напряжения должен заниматься отдельный процессор. Для управления моментами переключения наклона пилообразного модулирующего напряжения на него с СПО поступают импульсные сигналы, фронты которых соответствуют экстремумам СРЧ и с Пр два сигнала частотных  меток.

В разделе 3.3 показано, что при нелинейной МХ передатчика аналоговое формирование модулирующего напряжения не обеспечивает достаточной точности измерения. Цифровое формирование модулирующего напряжения позволяет применить алгоритм линеаризации, описанный в разделе 6.1.

 



 
сайт дц - вся информация на нашем сайте